MA244xxA峰值功率傳感器

表征器件非線性對復雜信號的影響的另一種方法是，通過測量和比較被測器件（DUT）輸入和輸出處的帶限高斯噪聲信號功率的CCDF曲線，建立1 dB壓縮點（P1dB）。帶限高斯噪聲信號具有與復雜的多載波信號（例如OFDM或高階QAM）非常相似的特性。帶寬受限的高斯信號可以簡單地通過脈沖調制，以便于通過脈沖或峰值功率傳感器（例如安立 MA244xxA峰值功率傳感器）進行測量。這種方法類似于在通信系統中使用PAPR信號建立P1dB點，而不是使用未經調制的載波信號。

增益壓縮測試設置

圖3. 測試設置

圖3建議了一種基于CCDF曲線測量和建立DUT的P1dB點的設置。脈沖調制，帶限高斯噪聲源很好地表示了具有復雜調制的信號，例如OFDM。或者，可以用帶寬受限的高斯噪聲源對載波進行AM調制的微波信號發生器（例如Anritsu MG369xC信號發生器）是另一個不錯的選擇。Anritsu MG369xC具有內置的高斯噪聲源，其帶寬為1MHz，非常便于進行此測量。測量CCDF曲線，并將其與脈沖/峰值功率傳感器（例如MA244xxA）進行比較。MA244xxA USB脈沖/峰值功率傳感器具有一個GUI，可在PC /筆記本電腦上運行，專門用于測量CCDF曲線。整個設置避免了使用NPR測量所需的非常昂貴的矢量信號發生器或高端的頻譜分析儀。

測量包括兩個步驟：

1. 首先，設定帶限高斯噪聲信號的輸入功率電平，該信號位于DUT的線性區域中的某處。這可以通過在DUT的輸入和輸出處使用MA244xxA USB峰值/脈沖功率傳感器測量和比較高斯噪聲信號的CCDF曲線來輕松實現。DUT輸出處的CCDF曲線應與輸入處的CCDF曲線基本相同。如果不是，則應將高斯噪聲信號的輸入功率電平降低幾dB，直到兩者變得相同為止。比較兩條CCDF曲線的常用參考點是功率水平，概率為0.01％。

圖4. 線性區域中的輸入和輸出CCDF

圖4顯示了在DUT的輸入和輸出處由MA244xxA脈沖功率傳感器測得的CCDF曲線。測量使用脈沖帶限高斯噪聲源。線性區域中的初始平均輸入功率電平為-13.2 dBm，而輸出平均功率電平為-1.591 dBm，表明增益為11.6 dB。由兩個MA244xxA功率傳感器進行的統計測量顯示，DUT的輸入和輸出處的平均峰值功率電平幾乎高于平均值，概率為0.01％。兩條CCDF曲線幾乎相互重疊，波峰因子幾乎相同。

2. 然后以0.5 dB或1 dB的小增量增加輸入電平，直到輸入和輸出的CCDF曲線中功率電平以0.01％的概率相差1 dB。這是P1 dB增益壓縮點。

圖5. 非線性區域中的輸入和輸出CCDF

圖5顯示了MA244xxA脈沖功率傳感器在高于P1 dB增益壓縮點的較高輸入功率水平下測得的CCDF曲線。DUT的平均輸入功率水平已增加到-5.62 dBm，而輸出的平均功率水平為5.36 dBm，表明增益為11 dB。因此，平均功率電平測量表明增益壓縮為0.6 dB。但是，輸入和輸出處的CCDF曲線現在明顯不同。由兩個MA244xxA在DUT的輸入和輸出端以0.01％的概率進行的高于平均功率電平的統計測量，現在相差2.1 dB（7.4 dB–5.3 dB）DUT已經壓縮了峰值，遠超過平均功率水平。

結論

與傳統的方法相比，CCDF曲線測量P1 dB壓縮點的方法具有顯著優勢：

CCDF測量方法使用的信號具有與當今通信系統中使用的信號相似的特征。相比之下，傳統方法使用的是單音和雙音信號，這不能很好地表示具有復雜調制的信號（例如OFDM）。

CCDF方法利用低成本噪聲源和寬帶USB峰值功率傳感器。其他傳統方法的測量設置需要昂貴的頻譜分析儀或矢量信號發生器，其價格可能是USB傳感器價格的許多倍。

USB功率傳感器在功率測量方面比頻譜分析儀更為精確。

總而言之，CCDF方法使用與當今通信系統中使用的相似的信號提供了更準確的測量，而且成本更低。