基于VNA的TDR方案的基本思想是對DUT頻率響應進行傅里葉逆變換可得到其單位沖激響應，對沖激響應進行積分可得階躍響應。VNA頻率測試點總是離散的，而直接使用離散傅里葉逆變換來實現時域變換，時域響應的分辨率與頻域測試帶寬、時域響應長度與頻域測試步進頻率分別成反比關系。在測量點數固定的情形下，時域分辨率與頻域分辨率是不可兼得的；為解決這一矛盾，VNA通常采用線性調頻Z變換(Chirp-Z transform)來實現從頻域響應到時域響應的變換，由此獲得任意時間內的時域響應。

此方案的另一問題在于VNA的頻域測試范圍總是有限的，在頻域測試范圍內的測試精度相對穩(wěn)定，但無法測得DUT的零頻(直流)與超出VNA測試頻帶外的頻率響應。零頻響應在計算時域沖激響應與階躍響應時是不可缺少的參數，故VNA需要通過測試頻帶內的頻率影響來估計零頻響應；為了獲得較好的估計效果且方便進行變換，通常要求頻域測試點的起始頻率等于步進頻率，讓測試頻率位于過零點的直線上。而帶外頻率響應卻難以估計，通常將其視為零；而截斷效應將導致變換所得的時域響應中存在過沖與旁瓣；而盡管傳統TDR模擬前端電路本身存在帶寬限制，但其高頻響應相對較為光滑，并不會產生明顯的截斷效應。

VNA采用對頻域響上應用窗函數的方法抑制截斷效應，但其代價是降低時域分辨率；從在時域上看，窗函數增大了沖激激勵的沖激寬度(階躍激勵的上升時間)，可應用于分析不同上升時間的數字信號傳輸性能。

2、兩種TDR方案對比

相較于基于示波器的TDR方案，基于VNA的TDR方案在高速率、低功耗的現代數字系統設計與測試中具有更大優(yōu)勢。

一、VNA方案實現成本更低

第一，對于工作于較高頻段的被測設備，VNA方案實現成本更低。如前所述，示波器方案在高頻段受限于模擬前端電路頻率特性與信號采樣率，當測試頻率上升時，其設計與實現成本將大幅上升。而VNA方案采用單頻正弦波激勵、中頻測量的工作模式，接收模擬電路工作于固定中頻上，實現較大測試帶寬的成本相對容易。

二、VNA方案有利于提高信號信噪比

第二，VNA方案有利于濾除噪聲干擾，提高測試信號信噪比。由于激勵信號中高頻分量占比小，示波器方案在進行高頻測量時對噪聲干擾更敏感，在對低功耗系統的測試時更為嚴重，需要使用具有更低噪聲干擾的信號源與模擬電路設計。而VNA方案采用單頻正弦波激勵，在整個測試帶寬內的測試信號功率變化幾乎可以維持不變；而在接收采樣電路中還引入中頻濾波器，以濾除其他頻段的噪聲干擾，接收信號信噪比明顯提高。

中頻濾波器的引入可有效地提升信噪比，但它也降低了測量速率，導致VNA在單個頻率測量時間延長。示波器方案具有更短的測量時間，因此可利用多次測量取平均的方法排除噪聲對測量的干擾。

為了分析在相同測量時間內兩方案可達到的動態(tài)范圍，可做簡略的定量分析。若示波器方案采用物理采樣頻率fps的采樣電路進行等效采樣率為fes的等效時間采樣，在信號時間長度為T的情形下，采樣點數量M為

測量時間TS0為：

而VNA方案的單個測量點測量時間反比于中頻濾波器帶寬fBW，因此VNA方案的總測量時間TS1為：

因此在VNA測量時間內，示波器可進行重復測量，噪聲衰減倍率N0與重復測量測試成正比：

假定測試信號中存在帶寬為fn的白噪聲，中頻濾波器可將噪聲功率衰減倍率N1為：